一    簡單FF ，
               今天心情莫名奇妙的失落，希望越大，失望越大

二、功率回退法的設計依據(jù)與實現(xiàn)
    在輸入等幅雙頻信號的情況下，采用冪級數(shù)分析［1］，功率放大器在1　dB壓縮點的互調系數(shù)為20lgIM3（dBc）=-23.75dBc。進一步分析可以發(fā)現(xiàn)任意輸入功率的三階互調系數(shù)滿足公式：
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　　從公式（1）可以看出，輸入功率如果從Pin（1dB）回退1dB，則IM3可以改善2dB，因此選擇Pin（1dB）比較大的管子，而使輸入功率使用在遠小于1 dB壓縮點的電平上，是功率回退法的主要設計依據(jù)。
　　本功率放大器用于W-CDMA基站，工作頻率為2.14 GHz，輸出功率40dBm，增益為40dB。
　　根據(jù)功率回退法的要求，功放的每一級都應選用比實際使用功率大8 dB以上的管子，根據(jù)增益的要求，我們采用四級級聯(lián)放大的方案，實際框圖如圖1所示。��

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　　前面兩級使用STANFORD公司的單片集成SMA-686和FET功率管SHF-0289，第三級使用AMCOM公司的FET功率管MGF-0906，第四級使用XEMOD公司的內匹配功率模塊QPP-301F。各管子的增益、1dB壓縮點指標如圖1所示，完全達到了本主功放所定指標。第一、二、三級采用小信號S參數(shù)，利用ANSOF設計軟件進行仿真設計，加上偏置保護電路，制板、裝配經過適當?shù)恼{正，使增益達到30 dB，三階交調達42 dBc。第四級由于輸出功率比較大，選用性能比較好的內匹配管子，采用廠家提供的偏置保護電路。最后四級總增益為40 dB，實測的三階交調為41dBc。輸入2 mW雙頻信號2 140±1 MHz，用頻譜儀測得圖形如圖2。��

三、前饋法的電路設計和調試方法
　　用功率回退法設計的主功放，由于功率利用率低，同時當功率回退到一定程度，即IM3達到-40 dBc左右時，繼續(xù)回退不能再改善其線性度，因此必須采用其他方法來提高線性度。
　　通過與預失真法相比較，采用前饋法是提高本功放線性度較有效的方法。下面介紹前饋法的電路設計和調試方法。前饋法的電路原理框圖［2，3］和頻譜圖如圖3所示。��

　　圖中環(huán)路1稱為信號抵消環(huán)，環(huán)路2為誤差抵消環(huán)。根據(jù)圖中的頻譜圖，可以看出信號抵消環(huán)的作用是抵消了主信號而輸出了誤差信號,而誤差抵消環(huán)的作用是抵消誤差信號，因而提高了主功率放大器的線性度。
　　為了進行正確的電路設計和尋找調試依據(jù)，對環(huán)路1和環(huán)路2在理想情況下抵消效果分析是必要的［4］。
　　設輸入信號為Vin(t)，采用二等分功率分配器將信號平分為2部分，則主功率放大器的輸出信號為
　
其中gM、τM為主功率放大器的增益與時延, Vd(t)為主功放引入的非線性失真信號。主功放輸出信號經過耦合器1后達到相減器的信號為
　
其中l(wèi)1和τ1分別為功分器到相減器的損耗和時延。
　　相減結果為
　
　　若要實現(xiàn)原始信號完全抵消，只留誤差信號，即Verr(t)=c1Vd(t)，必須滿足以下條件：
　 ��
即要求上下信道延時相同，主功放的增益和耦合器的耦合度與下面信道的衰減相同。
　　同理可分析第二環(huán)路，得到總的輸出信號為
　
其中gE、τE為誤差放大器的增益和時延，τ2、l2為上面支路的損耗和時延，α1為耦合器1的損耗,c2為耦合器2的耦合系數(shù)。
　　根據(jù)理論分析，可得到設計前饋功放系統(tǒng)框圖和各部件的指標如圖4所示。��

　　調試是本系統(tǒng)的繁復但又必要的工作，調試方法的正確與否，影響了調試時間的長短和對功放線性度的改善程度。先是對第一環(huán)路進行信號抵消的調試。在系統(tǒng)輸入端加入2 mW功率的2 140±1 MHz的雙頻信號，反復調節(jié)上下環(huán)路的電長度和移相衰減器，最后到達相減器的輸出波形圖如圖5所示。
　　從圖中看出主信號的抵消效果比理想情況差，分析原因有如下2點：
　　（1） 環(huán)路的上下通道衰減不可能調至理想的一致：
　　（2） 理論分析是在單頻下進行，實際調試時必須采用雙頻信號，這就導致了某一頻率完全抵消，另一頻率抵消效果差，兼顧兩頻率時相位不可能達到與理想一致。��

　　在第二抵消環(huán)即誤差抵消環(huán)中，誤差放大器的線性度將影響誤差信號的抵消效果，即誤差放大器既要達到一定的增益要求，又不產生新的失真信號。
　　由于前饋方案中，兩定向耦合器的耦合度為18 dB，功率合成器的衰減為3 dB，第一環(huán)路衰減器的衰減器量為22 dB,所以誤差放大器的總增益為：18+22+3+18=61 dB。為達到高的線性度，我們采用功率回退法設計此放大器［5］。分兩單元來實現(xiàn)，第一單元為低噪聲放大器，用兩級Agilent公司的HBFP-0420三極晶體管，總增益為30 dB，Pout（1 dB）為12 dBm。第二單元采用主功放的前三級來實現(xiàn)功率放大。根據(jù)理論分析和實測，本放大器在輸出18 dBm時的三階交調達52 dBc以上，滿足系統(tǒng)的要求。第二環(huán)的調試與第一環(huán)相似。反復調整上下兩通道的電長度，調節(jié)移相器和可調衰減器，再配合第一環(huán)移相器和可調衰減器的微調，以達到誤差信號的充分抵消，最后得到系統(tǒng)的輸出頻譜如圖6。��

四、結論
　　經過精心的設計和調試，2.14 GHz高線性功率放大器達到了在輸出功率10 W情況下，三階交調系數(shù)優(yōu)于51 dBc。利用功率回退法設計的主功放三階交調系數(shù)為41 dBc,而利用簡單的雙環(huán)抵消前饋法使主功放的三階交調系數(shù)改善了10 dBc以上，說明了此方案的設計和調試是成功的。此方法也為采用多種措施提高微波功率放大器線性度提供了實踐經驗。