電源總線上大量的電流瞬變增加了FPGA設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。這種電流瞬變通常與SSO/SSN有關(guān)。插入電感非常小的電容器將提供局部高頻能量，可用來消除電源總線上的開關(guān)電流噪聲。這種防止高頻電流進(jìn)入器件電源的去耦電容必須非�？拷麱PGA(小于1cm)。有時(shí)會將許多小電容并聯(lián)到一起作為器件的局部能量存儲，并快速響應(yīng)電流的變化需求。

　　總的來說，去耦電容的布線應(yīng)該絕對的短，包括過孔中的垂直距離。即便是增加一點(diǎn)點(diǎn)也會增加導(dǎo)線的電感，從而降低去耦的效果。

　　圖3-典型的PCB疊層和設(shè)計(jì)要素(注意BGA焊盤要偏離于過孔)。

　　其他技術(shù)

　　隨著信號速度的提高，要在電路板上輕松地傳輸數(shù)據(jù)變得日益困難。可以利用其他一些技術(shù)來進(jìn)一步提升PCB的性能。

　　首先也是最明顯的方法就是簡單的器件布局。為最關(guān)鍵的連接設(shè)計(jì)最短和最直接的路徑已經(jīng)是常識了，但不要低估了這一點(diǎn)。既然最簡單的策略可以得到最好的效果，何必還要費(fèi)力去調(diào)整板上的信號呢？

　　幾乎同樣簡要的方法是要考慮信號線的寬度。當(dāng)數(shù)據(jù)率高達(dá)622MHz甚至更高時(shí)，信號傳導(dǎo)的趨膚效應(yīng)變得越發(fā)突出。當(dāng)距離較長時(shí)，PCB上很細(xì)的走線(比如4個(gè)或5個(gè)mil)將對信號形成很大的衰減，就像一個(gè)沒有設(shè)計(jì)好的具有衰減的低通濾波器一樣，其衰減隨頻率增加而增加。背板越長，頻率越高，信號線的寬度應(yīng)越寬。對于長度大于20英寸的背板走線，線寬應(yīng)該達(dá)到10或12mil。

　　通常， 板子上最關(guān)鍵的信號是時(shí)鐘信號。當(dāng)時(shí)鐘線設(shè)計(jì)得太長或不好的話，就會為下游放大抖動和偏移，尤其是速度增加的時(shí)候。應(yīng)該避免使用多個(gè)層來傳輸時(shí)鐘，并且不要在時(shí)鐘線上有過孔，因?yàn)檫^孔將增加阻抗變化和反射。如果必須用內(nèi)層來布設(shè)時(shí)鐘，那么上下層應(yīng)該使用地平面來減小延遲。當(dāng)設(shè)計(jì)采用FPGA PLL時(shí)，電源平面上的噪聲會增加PLL抖動。如果這一點(diǎn)很關(guān)鍵，可以為PLL創(chuàng)建一個(gè)“電源島”，這種島可以利用金屬平面中的較厚蝕刻來實(shí)現(xiàn)PLL模擬電源和數(shù)字電源的隔離。

 

差分走線設(shè)計(jì)建立在阻抗受控的PCB原理上。其模型有點(diǎn)像同軸電纜。在阻抗受控的PCB上，金屬平面層可以當(dāng)作屏蔽層，絕緣體是FR4層壓板，而導(dǎo)體則是信號走線對(見圖1)。FR4的平均介電常數(shù)在4.2到4.5之間。由于不知道制造誤差，有可能導(dǎo)致對銅線的過度蝕刻，最終造成阻抗誤差。計(jì)算PCB走線阻抗的最精確方法是利用場解析程序(通常是二維，有時(shí)候用三維)，它需要利用有限元對整個(gè)PCB批量直接解麥克斯韋方程。該軟件可以根據(jù)走線間距、線寬、線厚以及絕緣層的高度來分析EMI效應(yīng)。

　　圖1：同軸電纜和PCB的比較。

　　100Ω特征阻抗已經(jīng)成為差分連接線的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)值。100Ω的差分線可以用兩根等長的50Ω單端線制作。由于兩根走線彼此靠近，線間的場耦合將減小線的差模阻抗。為了保持100Ω的阻抗，走線的寬度必須減小一點(diǎn)。結(jié)果，100Ω差分線對中每根線的共模阻抗將比50歐略為高一點(diǎn)。

　　理論上走線的尺寸和所用的材料決定了阻抗，但過孔、連接器乃至器件焊盤都將在信號路徑中引入阻抗不連續(xù)性。不用這些東西通常是不可能的。有時(shí)候，為了更合理的布局和布線，就需要增加PCB的層數(shù)，或者增加像埋孔這類功能。埋孔只連接PCB的部分層，但是在解決傳輸線問題的同時(shí)，也增加了板子的制作成本。但有時(shí)候根本沒有選擇。隨著信號速度越來越快，空間越來越小，像對埋孔這類的額外需求開始增加，這些都應(yīng)成為PCB解決方案的成本要素。